电源控制器范例(3篇)
电源控制器范文
1概述
英飞凌(Infineon)公司推出的TDA16846和TDA16847开关电源控制器自投放市场以来，在TV、VCR、SAT接收机及PC监视器等SMPS中获得了广泛应用。目前对这两种控制器进行了改进，并将改进和创新后的器件称为2型或第二代产品，型号分别为TDA16846－2和TDA16847－2。
TDA16846－2／TDA16847－2是支持低功率待机和功率因数校正PFC的SMPS控制器，可用于固定频率PFC或同步模式反激式变换器中，该产品既可以驱动功率MOSFET，也可以驱动双极型功率器件。TDA16846－2／TDA16847－2在轻载下具有低功耗性能，其开关频率可以随负载减轻而逐步降低。
2TDA16846－2／47－2的结构特点
TDA16846－2和TDA16847－2采用14脚P－DIP－14－3封装，其引脚排列如图1所示。图2是这两种芯片的内部结构图。
这两种器件的不同点是TDA16846－2的8脚不接，而TDA16847－2的8脚为暂态高功率电路的电源功率管理输出（该脚通过一只电容和一个RC电路与地相连)。两种器件的引脚功能如表1所列。
表1引脚功能
引脚符号功能
1OTC内置截止时间电路，该脚与地之间连接RC电路，决定振铃抑制时间和待机频率2PCS初级电流模拟（检测）3RZ1调整和过零信号输入4SRC连接软启动和控制电压调节电容器5OC1光耦合器输入6FC2不连接（TDA16846-2）/该脚电压大于1，2V，SMPS截止）7SYN同步输入8N.C./PMO不连接（TDA16846-2）/暂态高功率电路功率管理输出（TDA16847-2）9REF参考电压和电流10FC1故障比较器1输入（该脚电压大于1V,SMPS截止）11PVC初级电压检测12GND地13OUTMOSFET栅极驱动输出14VCC电源电压TDA16846－2／TDA16847－2除具有软启动、低功耗、低启动电流及欠压／过压保护、电流限制／短路保护及静电放电ESD保护功能外，还具有如下主要特点：
带有PFC，并采用电荷泵电路；
频率随负载减轻可连续降低，在待机模式下，频率可调至20kHz；
可在固定频率或同步模式下操作；
带有临时高功率电路（THPC)，具有电源管理功能(仅TDA16847－2)。
TDA16846－2／TDA16847－2的5脚（OCI）输入电压范围扩大到0V，该脚与地之间不再需要连接电阻；7脚（SYN）改进了启动特性，阻止了变压器饱和；11脚（PVC）通过加入尖峰信号消隐，提高了抗噪扰能力；13脚（OUT）减小了截止态输出电压电平；14脚（VCC）通过尖峰消隐，改善了抗噪性能。
与先前的TDA16846／TDA16847比较，TDA16846－2和TDA16847－2除进一步强化了低功率待机功能外，还在抗噪性能方面具有明显改善。
TDA16846－2／TDA16847－2支持低功率待机功能，在彩电等应用系统中具有重要意义。美国“能源之星”等标准要求电视机的待机功耗不大于3W，根据中国节能产品认证中心CPCE抽样调查，国产彩电待机功耗低于3W的只占被测彩电总量的13．4％，而9W以上的却占34．8％。目前待机功耗低于3W的国产彩电系列品种虽有较大增加，但距全部实现低于3W的目标尚有一定距离。使用TDA16846－2／TDA16847－2设计的彩电SMPS可以满足低待机功耗的要求，而且可以降低成本。
图2
3应用电路及工作原理
用TDA16846－2作控制器的SMPS电路如图3所示。为执行PFC，该电路在桥式整流器与150μF的滤波电容C07之间插入了由电感L08、二极管D08和电容C08组成的电荷泵电路，这样配合功率开关(T01），就可在桥式整流器输入端产生接近正弦波的AC电流，且与AC线路电压接近同相位，从而使线路功率因数(PF）远远大于0.90，电流总谐波失真(THD）低于20％。
3．1启动特性
SMPS加电之后，由于滤波电容C07正极上有直流干线电压，所以与IC12脚连接的电阻R22将有电流通过。该电流从IC1的2脚流入，经2脚与14脚内部连接的二极管参见图2对14脚外部电容C26充电。一旦C26上的充电电压达到15±0．5V的导通电平以上时，芯片开始工作。器件14脚上Vcc导通电流典型值为5mA，通过C26放电使14脚上的电压下降，在尚未降至欠压关断门限时，变压器的辅助绕组(7T）将通过IC14脚外部二极管D26对芯片提供所需的电流。当IC在固定频率下工作时，为防止在启动期间出现多重脉冲，可在IC1的3脚脉冲电压超过2．5V门限之前，使IC1工作于自由振荡(freerunning）模式。
3．2初级电流模拟／电流限制
电路中IC1的2脚外部电阻R22和电容C22用于产生一个与功率晶体管T01电流成正比的电压。在T01截止时，脚2上电压为1．5V，这样当C22通过R22被充电时，T01将处于导通状态。此时脚2上的电压V2可表示为：
V2＝1．5V＋LPIP／（R22C22）
式中，LP为变压器初级绕组电感，IP为通过功率晶体管的电流。
V2一般施加到IC2脚内的导通时间比较器的同相输入端，并与反相输入端上的控制电压比较。如果V2超过控制电压，驱动器阻断，以起到电流限制作用。控制电压最大值是IC1内的5V参考电压。功率晶体管的最大电流IP(max）为：
IP(max）＝[(5V－1．5V）R22C22]／LP
控制电压可由IC1内的误差放大器、光耦合器或IC1脚11上的电压(V11）来决定。
图3
3．3折回(FoldBack）点校正
IC1脚11（PVC)上的电压V11可从连接到DC总线与地之间的电阻分压器（R23与R24)上获得。如果经整流的总线电压升高，功率晶体管的最大电流IP（max)将减小。实际上，最大电流IP（max)是独立的，与DC总线电压无关。可表示为：
Ip（max)＝[（4V－V11／3)R22C22]／Lp
3．4截止时间电路OTC
IC1脚1（OTC)外部与地之间连接的R30和C30用于组成RC并联网络。当IC1驱动器关断时，内部电流源首先用0．5mA的电流对脚1外部电容C30充电。一旦脚3（RZI)上电压达到2．5V，充电电流将达到1mA，直到C30上的电压被充电到3．5V为止。C30的充电时间约为τ＝（C30×1．5V)／1mA。
当C30上的电压达到3．5V以后，内部电流源将被切断，C30通过R30放电。当IC1脚1上的电压施加到内部截止时间比较器时，比较器的另一个输入就是控制电压。当截止时间比较器输出高电平且脚3上的电压低于25mV时，内部导通时间触发器置位，以保证功率晶体管在最小的电压时接通。如果没有过零信号则进入IC1脚3，那么，在脚1上的电压低于1.5V之前，功率晶体管将经过一段延时之后接通。只要脚1上电压高于被限制的控制电压，导通时间触发器就会截止，以抑制脚3上不适当的过零信号。而一旦控制电压低于2V，关断时间将达到恒定的最大值(≈0．56R30C30）。表
2列出了控制电压与输出功率及截止时间的关系。
表2控制电压与输出功率、截止时间关系控制电压输出功率截止时间1.5～2V低不变（达最大值）2～3.5V中减小3.5～5V高自由振荡实际上，变换器开关频率是输出功率的函数。
TDA16846－2的负载从属频率曲线如图4所示。
3．5误差放大器／软启动
IC1的（RZI)3脚是误差放大器和过零信号输入，（SRC)4脚是控制电压输入。误差放大器的同相输入端是5V参考电压。IC1脚3上的输入信号可从变压器辅助绕组经R38和R29组成的电阻分压器获得。如果脚3上的输入脉冲高于5V门限时，脚4上的控制电压将被拉低。因此，脚4与地之间连接的电容C25可用于决定控制电压的控制速度和软启动持续时间。
3．6固定频率与同步化操作
在图3所示的应用电路中，由于IC1的7脚与9脚（5V参考电压输出)是连接在一起的，故IC1工作在自由振荡调节模式。
若要求IC1在固定频率下操作时，脚7与地之间必须连接并联RC网络（Rosc与Cosc)，此时，其开关频率fsw将由Rosc与Cosc设定：
fsw≈1．2／Rosc·Cosc。
因此，当Rosc＝20kΩ、Cosc＝470pF时，fsw＝88kHz。
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DC/DC开关电源因其高效率而广泛应用于现代许多电子系统中。例如，同时拥有一个高侧FET和低侧FET的降压同步开关稳压器，如图1所示。这两个FET会根据控制器设置的占空比进行开关操作，旨在达到理想的输出电压。降压稳压器的占空比方程式如下：间期间导电带来的体二极管损耗，但在本文中将主要讨论AC和DC损耗。
开关电压和电流均为非零时，AC开关损耗出现在开关导通和关断之间的过渡期间。图2中高亮部分显示了这种情况。根据公式4，降低这种损耗的一种方法是缩短开关的升时间和降时间。通过选择一个更低栅极电荷的FET，可以达到这个目标。另一个因数是开关频率。开关频率越高，图3所示升降过渡区域所花费的开关时间百分比就越大。因此，更高频率就意味着更大的AC开关损耗。所以，降低AC损耗的另一种方法便是降低开关频率，但这要求更大且通常也更昂贵的电感来确保峰值开关电流不超出规范。
开关处在导通状态下出现DC损耗，其原因是FET的导通电阻。这是一种十分简单的I2R损耗形成机制，如图4所示。但是，导通电阻会随FET结温而变化，这便使得这种情况更加复杂。所以，使用公式3、4和5准确计算导通电阻时，就必须使用迭代方法，并要考虑到FET的温升。降低DC损耗最简单的一种方法是选择一个低导通电阻的FET。另外，DC损耗大小同FET的百分比导通时间成正比例关系，其为高侧FET控制器占空比加上1减去低侧FET占空比，如前所述。由图5可以知道，更长的导通时间就意味着更大的DC开关损耗，因此，可以通过减小导通时间/FET占空比来降低DC损耗。例如，如果使用了一个中间DC电压轨，并且可以修改输入电压的情况下，设计人员或许就可以修改占空比。
尽管选择一个低栅极电荷和低导通电阻的FET是一种简单的解决方案，但是需要在这两种参数之间做一些折中和平衡，如图6所示。低栅极电荷通常意味着更小的栅极面积/更少的并联晶体管，以及由此带来的高导通电阻。另一方面，使用更大/更多并联晶体管一般会导致低导通电阻，从而产生更多的栅极电荷。这意味着，FET选择必须平衡这两种相互冲突的规范。另外，还必须考虑成本因素。
低占空比设计意味着高输入电压，对这些设计而言，高侧FET大多时候均为关断，因此DC损耗较低。但是，高FET电压带来高AC损耗，所以可以选择低栅极电荷的FET，即使导通电阻较高。低侧FET大多数时候均为导通状态，但是AC损耗却最小。这是因为，导通/关断期间低侧FET的电压因FET体二极管而非常地低。因此，需要选择一个低导通电阻的FET，并且栅极电荷可以很高。图7显示了上述情况。
如果降低输入电压，则可以得到一个高占空比设计，其高侧FET大多数时候均为导通状态，如图8所示。这种情况下，DC损耗较高，要求低导通电阻。根据不同的输入电压，AC损耗可能并不像低侧FET时那样重要，但还是没有低侧FET那样低。因此，仍然要求适当的低栅极电荷。这要求在低导通电阻和低栅极电荷之间做出妥协。就低侧FET而言，导通时间最短，且AC损耗较低，因此可以按照价格或者体积而非导通电阻和栅极电荷原则，选择正确的FET。
假设一个负载点(POL)稳压器可以规定某个中间电压轨的额定输入电压，那么最佳解决方案是什么呢，是高输入电压/低占空比，还是低输入电压/高占空比呢？在TI的WEBENCH电源设计师中创建一个设计，并以此作为例子。使用不同输入电压对占空比进行调制，同时查看FET功耗情况。图9中，高侧FET反应曲线图表明，占空比从25%～40%时AC损耗明显降低，而DC损耗却线性增加。因此，35%左右的占空比，应为选择电容和导通电阻平衡FET的理想值。不断降低输入电压并提高占空比，可以得到最低的AC损耗和最高的DC损耗，就此而言，可以使用一个低导通电阻的FET，并折中选择高栅极电荷。如图10所示，控制器占空比由低升高时DC损耗线性降低（低侧FET导通时间更短），高控制器占空比时损耗最小。整个电路板的AC损耗都很低，因此任何情况下都应选择使用低导通电阻的FET。
图11显示了我们将高侧和低侧损耗组合到一起时总效率的变化情况。可以看到，这种情况下，高占空比时组合FET损耗最低，并且效率最高。效率从94.5%升高至96.5%。不幸的是，为了获得低输入电压，必须降低中间电压轨电源的电压，使其占空比增加，原因是它通过一个固定输入电源供电。因此，这样可能会抵消在POL获得的部分或者全部增益。另一种方法是不使用中间轨，而是直接从输入电源到POL稳压器，目的是降低稳压器数。这时，占空比较低，必须小心地选择FET。
电源控制器范文篇3
德州仪器(TexasInstruments)宣布推出一款高灵活度的电源管理芯片TPS40140，该器件可将数据中心与电信设备中的电源转变成为完全可扩展的移相扩容式电源系统，从而允许电源具有更高的负载处理能力并且实现电源更高的效率。据称该同步脉宽调制(PWM)控制器既可作为生成双输出的独立器件工作，也可作为双通道多相控制器工作。利用其高级功能，设计人员可将多个器件“并联”在一起，以实现高密度电源，从而生成高达320A的输出电流，且支持多达16个相位。此外，该公司称系统的功率效率也高于当前的功率级组件。
TI系统电源管理业务部副总裁StephenAnderson指出：“高性能数据中心与3G基站应用的电源设计人员面临着挑战性很高的要求，既要提高电源密度与可扩展性，又要实现高效率工作。TI全新移相扩容式控制器为客户提供了一种方便易用的模块化技术，以满足上述需求。”德州仪器模拟HPA资深技术销售工程师李志林先生在介绍此款芯片时表示，全球范围内持续升高的能源成本推动使用更多高效电源，而3G基站等高速通信应用催生一些新电源管理架构，而不同的应用领域需要独特的解决方案来管理多个电压需求，在更小空间提供功率更高的电源。TPS40140及其系列产品在单一芯片上实现双通道输出与多相应用，降低了输入／输出电流波纹与电容要求。这种架构虽然也可以采用分立器件实现，但实现起来的难度要大很多，而且用分立器件来实现要面临更大的电磁干扰(EMI)等问题。该产品独特的电流控制模式和强制的均流功能使芯片即使工作在多相条件下，也可以达到器件之间的平衡，避免了由于电流不均造成器件损坏。
市场人士认为，就高密度电信与无线系统而言，TPS40140的独特之处在于提高了负载处理能力，并简化了系统设计。对于3G基站等高速数据通信而言，TPS40140显著提高了节能性能，实现了低噪声与低功耗。就数据中心服务器而言，该控制器能够帮助计人员更轻松地开发高效工作的完整多相电源系统。TPS40140独特的移相扩容式功能使电源能够自动完成相位平衡，从而显著降低了输入与输出电容的纹波电流，缩小了整体解决方案的尺寸。设计人员还能实施相关拓扑，使基于多相和／或单相输出拓扑的多输出轨都能实现同步化与相位平衡，从而提高电源密度与灵活性，并保持统一的电磁干扰(EMI)频谱。TPS40140电流模式控制器支持从2V至40V的宽泛的输入电压转换范围，能够在4．5V至15V的电源电压下高性能工作。该器件可实现出色的线性调整率与0．1％的负载调整率，这要归功于高精度差动负载感应放大器的支持，该放大器的精度可达±0．5％，电压基准为0．7V。
TPS40140提供当前电源所需的全部监控特性，其中包括预偏置启动功能、可编程欠压锁定、无损直流阻抗或电阻电流感应、独立电源状态良好指示器、独立软启动控制、同步输入、可编程过流保护与热关断等。此外，TPS40140控制器还支持三种通用排序方案，其中包括顺序排序、比例排序以及同时排序。TPS40140控制器现已投入量产，可通过TI及其授权分销商订购获得。该产品采用6x6毫米36引脚QFN封装，批量为1,000片时的建议零销单价为3．30美元。TI将于2006年第四季度在全新专业工具系列中提供TPS40140的软件开发工具。
