变频电源范例(3篇)
变频电源范文
引言
现代化工业生产中高速电机和超高速电机被广泛应用于诸如高速机床，涡轮分子泵，离心机，压缩机，飞轮贮能以及小型发电设备等工业领域。为使一台电机的转速达到60000r/min，逆变器必须提供至少1000Hz基频的交流电。
目前，国内在高频逆变器领域的研究中，主要还是采用正弦脉宽调制（SPWM）技术[1]。近年来出现了在正弦波中注入零序信号的非正弦脉宽调制技术。电压空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）即是在正弦波中注入适当的三次谐波的非正弦调制技术，它的线性调制度较SPWM高15％，而且输出谐波小。由于空间矢量控制实时算法含多个乘法运算和矩阵运算，而使运算量大，所以，对CPU的运算速度和数据处理技术要求就更高。为实现SVPWM的在线运算，有人采用双CPU，双口RAM并行工作的原理，这样虽然高速性很好，但用两片CPU明显提高了设计难度和成本；而且在高频数字化控制领域，上述结构中CPU的数据交换和处理速度也将无法满足要求。本文针对全数字化高频SVPWM逆变电源对高速性、实时性、可靠性的要求，首先，改进了SVPWM算法，然后，在总结SVPWM开关模式后，提出了两种适合于高频SVPWM算法的优化开关模式，并在由TI公司高性能数字信号处理器TMS320LF2407A组成的频逆变数字控制系统中给予实现，同时进行了对比研究。
1SVPWM的算法改进及两种优化开关模式
对于三相电压源型逆变器的6个开关管，用“1”和“0”分别代表上下桥臂的开、关状态，则开关信号共有8种组合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。这8种组合，在复平面上，分别产生8种电压向量，如图1所示。其中U0及U7为零向量，6个非零向量构成了图中的六边形，并将六边形分为6个扇区。图中所示六边形内切圆和略小的同心圆分别表示SVPWM和SPWM的直流电压利用率。空间电压矢量法即是通过选取同一扇区中相邻两个非零矢量和适当的零矢量来合成一个等效的空间旋转电压矢量Uref（该电压向量在空间上理想轨迹是一个圆），调控Uref的频率、幅值和相位，即可实现逆变器输出电压频率、幅值和相位的控制。设T1及T2分别为同一扇区两相邻非零向量UX及UX±1，在同一个采样周期中对应的作用时间，T0为零向量作用时间，由SVPWM的原理可得式（1）。
图4两种不对称的优化开关模式
TPWMUref=T1UX＋T2UX±1＋T0(UoorU7)(1)
对式（1），文献[2]给出T1，T2和T0的解，如式（2）。
式中：0απ/3，为Uref与A（或D）轴的夹角；
T1＋T2＋T0=T=TPWM，为控制周期；
m为调制度。
这种解法在Uref的幅值和相位已知条件下，可以精简控制算法，但在电机控制算法中，比如常用的转子磁场定向控制或气隙磁场定向控制中，电压的给定量[Ud，Uq]T通常是由电流内环id及iq通过电流调节器，或是文献[3]中所述，直接对id及iq进行定子电压解耦得到，而此时再用以上求解算法需先把给定量转换为Uref的向量表达式，这将会加大指令开销，不利于快速实时控制，所以，有必要对式（1）的求解方法进行改进。
设D及Q为固定于定子的坐标轴系，且D轴与电机A轴重合，Q轴超前D轴90°。通过式（3）可以进行磁势不变的坐标变换，得到对应于U1～U66个非零向量在D及Q坐标轴系上的表示，即U1对应S1（2/3，0），U2对应S2（1/3，1/）等，如图1中所示。
由式（1）及式（3）可以得到一种求T1，T2和T0的新方程组式（4）。
对于式（4），在软件中的求解是根据[SX，SX±1]所在的扇区数S（S=0，1，2，3，4，5）作一个关于[SX，SX±1]－1的长度为24（每扇区4个）的表格，存入DSP的程序存储器，在程序运行中进行查表计算，这样可以方便快速地进行矩阵运算，而且运算量小，速度快，适合于高频逆变电源的控制要求。此外，无论电机采用经典的V/F控制还是采用先进的转子磁场定向控制等，都可采用此改进算法。
由式（4）可知，只要各向量的开关时间满足T1，T2和T0的关系，即可实现电压空间矢量脉宽调制技术，对于开关状态的先后顺序及起点时间并无限制，这就为减少开关动作次数和减少谐波的优化控制提供了可能。图2列出了所有可能的空间矢量开关状态变化图，每个箭头表示一个开关动作。例如，从开关状态S0变到S1，至少需要1次开关动作，而从S1到S4则至少需要3次的开关动作。采用适当的开关模式可以减少每个采样周期内的开关动作次数，降低开关损耗，减小开关管的温升，从而保证高频逆变电源的安全运行。经过对比研究，可得出结论：优化的空间矢量开关模式在任意两相邻空间矢量转换中只有一次开关动作。图3及图4分别给出了扇区1中对称和不对称的SVPWM优化开关模式。它们的共同点是：在模式1的一个采样周期中同时用到了S0和S7两个零向量；而模式2只用到一个零向量，即S0或S7。图3中的模式1在一个采样周期中，3个桥臂有6次开关动作；该开关序列在加入死区后，仍是对称的。模式2在一个采样周期中，3个桥臂只有4次开关动作，开关损耗只有第一种的67％；但该开关序列在加入死区后是不对称的，会增加谐波分量。同理分析，图4中的两种模式较之图3中的两种模式，开关次数均减少了一半，但由于它们是不对称的脉冲模式，在输出电流中会造成较大的谐波含量，从而增大脉动转矩，使电机在高速运行时剧烈振动，会引起诸多不安全因素。所以，在高频SVPWM逆变电源中，图3所示的两种优化开关模式是其首选开关模式。以下将对之进行实验分析。
2高频SVPWM逆变器的设计
2.1硬件设计
高频逆变电源要求控制器能够在最短的时间内，完成全部控制运算。对各种单片机和DSP的性能进行比较筛选后，本文设计的逆变器数控系统采用TI公司DSP24x系列的最新成员TMS320LF2407A。该芯片具有同类DSP中最优越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可实现高频SVPWM逆变电源数字控制系统的设计。在TMS320
LF2407A时钟输入引脚上接20MHz晶振，后经内部锁相环倍频后得40MHz时钟频率，这样指令执行周期可缩为25ns，较C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A还具有外部集成度更高，程序存储器更大，A/D转换速度更快的特点，且其独特的空间矢量PWM波形产生电路，更为完成高频SVPWM算法提供了方便，同时可使数字控制系统最小化。
对于输出频率为1000Hz的逆变器，开关频率至少要在20kHz以上，但是开关频率过高又会给DSP的运算及A/D转换带来压力。另外，死区时间在理想脉宽中所占的比例过大，对调制线性度也会造成不良影响，经权衡，本系统控制周期取为23.8μs，这样采用优化模式1时的开关频率为6的倍数42kHz，而采用优化模式2，开关频率仅为28kHz。普通的IGBT已经无法承受这么高的开关频率，所以，逆变器主电路采用分立MOSFET(IRFPC60)组成的三相桥式电路结构。为实现高频信号驱动，和最大地简化电路，硬件设计中除了采用贴片式DSP外，还采用IR公司的高压浮动MOS栅极驱动芯片IR2130。图5为逆变器系统示意图。实际工作时，DSP在每个控制周期中经A/D采样频率给定信号后，根据V/F控制原理和改进的SVPWM算法，选择优化开关模式，来产生6路PWM信号，经高速光耦隔离后送IR2130驱动6个MOS管来带动一个三相感性负载工作。
IR2130为单电源＋15V工作；可直接驱动600V高压系统；自带硬件死区和欠压锁定功能与过流保护功能；通过自举电路，可同时驱动3个桥臂的6个MOS管。注意到采用图3所示优化开关模式2时，生成的PWM波中会出现一段长时间导通或关断的脉冲信号，这就要求IR2130的自举电容能够提供足够大的驱动电荷，否则，将无法驱动高端MOS管。自举电容所需的最小电容值，可由式（5）计算。
式中：Qg为高端器件栅极电荷；
f为工作频率；
Iqbs(max)为高端驱动电路最大静态电流；
Icbs(leak)为自举电容漏电流；
Qls为每个周期内，电平转换电路中的电荷要求；
Vcc为芯片供电电压；
Vf为自举二极管正向压降；
Vls为低端器件压降或高端负载压降。
图7控制系统仿真模型
经计算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB电容作为自举电容。
电路设计中考虑高频逆变器的安全运行，还通过DSP的信号采集，进行过、欠压，过流，过温等保护电路的设计。
硬件系统采用TOPSwitch反激式电源，分别为控制电路，驱动电路，保护电路提供＋5V，±15V等5路相互隔离的辅助电源。
2.2软件设计
在软件编写中，根据高频逆变电源的控制要求，全部采用编译效率最高的汇编语言，这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时，软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精简程序，减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法，分别对两种开关优化模式进行编程。
2.2.1优化模式1的纯软件波形生成法
该法从开关时间参数的计算到输出向量的选取，全部采用软件实现。软件由三部分组成，即主程序，定时器周期中断子程序和保护中断子程序。主程序负责各种初始化工作；保护子程序完成故障监控和故障处理功能。程序主体为定时器周期中断子程序，负责完成SVPWM的改进算法及模式1的PWM波输出。程序流程图如图6所示。
2.2.2优化模式2的混合波形生成法
为实现优化模式2的开关动作，可利用TMS320LF2407A内部极大简化的电压空间矢量PWM波形产生硬件电路，即软件结合集成硬件的混合波形生成法。在软件中只要对相应的控制寄存器进行设置即可。必须添加的步骤如下：设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢量PWM模式；查表并将每个控制周期中初始向量（UX）的开启方式写入到ACTRA.14～12位中，如U1的写入值为（100）；将“1”（“1”表示参考向量Uref为顺时针旋转，“0”表示Uref为逆时针旋转）写入ACTRA.15中；最后将T1/2写入到CMPR1寄存器，将（T1＋T2）/2写入到CMPR2寄存器。这样，空间矢量PWM波形产生硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向，自动选择模式2所示的优化开关组合。
3实验结果分析
为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果，首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统，所以采用MATLAB中的S函数编程，来模拟SVPWM离散算法，只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真，图7中cqc模块为S函数模块。
图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中uan及ubn为经过一阶RC滤波后的相电压波形，uab为RC滤波后的线电压波形，is－a为对应电流波形。由仿真波形可见，采用开关优化模式1时，相电压为典型的马鞍波形，其对应的线电压、线电流谐波含量很小，不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时，相电压中出现了微小畸变，使得输出线电流谐波含量增加，但是它的开关损耗仅为前面的67％，这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。
图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形，可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A，输入是220V，50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区，使得模式2的PWM波形不再具有对称性，这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压，线电流上看，两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。
另外，经过计算可知，改进SVPWM算法后，采用两种开关优化模式的周期中断子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕，而控制周期为23.8μs，这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。
变频电源范文篇2
关键词：有源功率因数校正；正激变换器；振动棒；变频调速
引言
随着电力电子技术，微型计算机和大规模集成电路的飞速发展，使得由变频器组成的交流电机变频调速系统迅速发展成熟起来，并得到了越来越广泛的应用。
现有的振动棒产品基本上都是一种电动机带发电机，再由发电机提供200Hz交流电，带动高速振动棒电机运行的工作状态[1]。其突出的缺点是体积和重量都比较大，对现场施工造成使用和移动上的很大不便。本文研究的重点是将交流变频调速技术，应用在振动棒这一种小型建筑用机械上，开发一种新型变频电源。在实现振动棒功能的同时使整机的体积和重量都大幅减小，并提高输入端的功率因数，稳定输出端的电压和频率，还能降低产品的成本。该变频电源基本性能指标如下：供振动器的内置式异步偏心式振动电机的电源频率为200Hz，单相输入，三相输出，电机的线电压为42V，单机功率为350W，要求能带双机运行。
1电压型逆变器的主电路
变频电源不但要实现变压和变频功能，还要使输入与输出实现电气隔离，并且还要满足电网的谐波要求，其基本结构一般均包括AC/DC，DC/DC和DC/AC等几个重要部分。
本电源主电路由APFC前级，DC/DC和三相逆变3个部分构成。输入经全桥不控整流后，用Boost电路作为APFC的电路拓扑进行电压预调节。DC/DC部分采用单端正激变换器实现降压和隔离的功能。三相逆变部分则采用SPWM控制方式，其基本结构如图1所示。由于采用了功率因数校正技术，因此输入功率因数高，电网侧流谐波小，对电网的谐波污染很小；而且当电网电压波动或负载变化时，由于DC/DC环节的控制可以保持三相逆变部分的直流侧电压稳定，从而使系统的输出电压稳定，而不需要通过调节三相逆变部分的调制深度来改变输出电压的大小，因此，对逆变部分的控制芯片的要求就可以降低，可以采用比较廉价的CPU。另外，由于是低压逆变，则可采用低压MOS管作为逆变电路的功率开关管。
2有源功率因数校正（APFC）电路
采用平均电流控制的Boost电路来实现APFC，是目前在高频开关电源中使用最广泛的一种APFC控制方法。应用平均电流控制法的功率因数校正器的控制电路在市场上已有很多种集成电路芯片可供选择，其中美国Unitrode公司的UC3854是很有代表性的一种，并在实际中得到了较广泛的应用。在本方案中，就是采用Unitrode公司的UC3854芯片来实现的，其电路原理图如图2所示[2]，输入端电压电流实验结果如图3所示。实际电压和图中电压对应关系为为1V∶1V，实际电流和图中电流对应关系为4A∶1V。
3正激（Forward）变换器的设计[2]
振动棒是一种手持式电动产品，为了操作人员的人身安全，输入与输出之间要实现电气隔离。APFC前级的输入与输出是没有隔离的，实现隔离的功能是由DC/DC部分完成的。由于采用的是高频DC/DC变换电路，因此变压器的体积可以做得很小。另外，由于APFC的输出电压大约为350～400V，考虑到后面逆变电路开关管的电压应力问题，DC/DC部分应该还具有降压的功能。基于这种考虑，在本方案中，DC/DC部分采用的是正激变换电路（ForwardConverter）。正激变换器的最大优点是结构简单，可靠性高，减少了成本和重量。考虑变压器的磁复位问题，本方案采用如图4所示的电路。在开关管导通时，变压器传输能量，在开关管关断时，输出二极管D1反偏没有能量泄放回路，磁化能量将引起较大的反压加在MOS管的漏极和源极之间。采用N2线圈的作用就在于经二极管D可以把储存的能量返回到电源中。只要N2和N1的匝数相同，开关管承受的漏－源电压就为2Vs。采用N1与N2两个绕组双线并绕的方法，可以减小漏感。在图4电路中，功率开关的控制芯片采用的是Unitrode公司的UC3844。
4三相逆变器控制、驱动与保护电路的设计
4.1逆变控制电路的设计[3]
由于本方案逆变部分不需要通过调节调制深度来改变输出电压的大小，仅须实现变频功能就可以，故控制电路采用的芯片是INTEL的87C51FX系列的8位单片机，价格比通用的Intel196单片机大大降低，而性能足够。一般而言，应用CPU产生PWM的典型用法是采用定时的方法，在定时中断中通过查询的方式来确定三相的输出。但是，这种方法只适用于输出PWM脉冲频率很低的情况，当输出频率大于1kHz时，中断查询时间就可能会长于最小输出脉冲宽度，这样就会造成输出脉冲宽度变大或减小，使输出谐波加大，三相之间的对称关系也会受到影响。与普通的51系列单片机相比，87C51FX增加了一个可编程的计数器阵列（PCA），它由一个16位的定时器/计数器和5个16位比较/捕捉模块组成，如图5所示，其功能与Intel196单片机的EPA相似。PCA的16位定时器/计数器作为比较/捕捉模块的定时标准，因此，主要作为定时器使用，每个比较/捕捉模块都有4种用途，即捕捉外部引脚CEXn上输出电平发生跳变的时间，软件定时器，高速输出和脉冲宽度调制输出。
本方案采用不对称规则采样法产生三相6路控制脉冲。相比于对称规则采样法，不对称规则采样法所形成的阶梯波更接近于正弦波。将计算出的三相脉冲宽度的值存成一个数据表，作为定时基准，在程序中查询这些定时时间就可以得到6路控制脉冲。工作原理简述如下：应用87C51FX的软件定时器和高速输出方式，在16位比较方式中，16位PCA定时器的计数值和模块中的16位比较寄存器中的预置值在每个机器周期进行3次比较，若相等则产生一个匹配信号，使模块工作于高速输出方式，即在PCA定时器计数值和模块的比较寄存器比较相等时产生一个匹配信号，该信号使外部引脚CEXn上的输出电平发生跳变，如果允许也产生一个PCA中断。由软件来设置CEXn上输出电平的初态，就可以使该引脚在预定时刻达到时发生正（负）跳变，利用这种方式就可以产生16位PWM波。
由于引脚的跳变不须经过CPU的运算来完成，因此，避免了由于最小脉冲宽度过窄而造成的脉冲宽度变化。程序主要由主程序和中断服务程序两部分组成。主程序主要是进行初始化工作，将定时器和各个寄存器赋予初值。中断程序主要包括用于产生PWM脉冲的PCA中断服务程序和保护中断程序：在PCA中断服务程序中，主要是将下一个定时时间赋值给各个模块的比较寄存器；保护中断程序主要是处理当有保护信号到来时，封锁PWM输出。
4.2驱动电路的设计[4][5]
本方案中驱动芯片采用IR2130。IR2130的最大优点是可共地运行，因此只需要一路控制电源。而且它的6路输出信号中的3路还具有电平转换功能，既能驱动低压侧的功率器件，也能驱动高压侧的功率器件。IR2130还具有电流放大和过电流保护功能；欠压锁定并能指示欠压和过电流状态功能；输入端噪声抑制功能；同时还能自动产生上、下侧驱动所必需的死区时间（2μs）等功能。实际应用中的驱动电路如图6所示。
4.3保护电路与主电路的设计
由于驱动电路部分具有电流保护功能，因此，保护电路部分只设计了电压保护，包括输入过压、欠压保护和输出过压、欠压保护。保护电路如图7所示。其中，这几种保护功能的实现电路是类似的，即输出（或输入）电压经过分压后送到比较器的反相端，比较器的同相端接给定电压。他们的区别在于比较器的输出不同，即输入过压和输出过压时，比较器输出低电平；输入欠压和输出欠压时，比较器输出高电平。前面3种保护电路的输出经过4011的运算后，成为“或”的关系，即只要有一种故障发生，得到的故障信号就是高电平，送到CPU的外中断端口进行相应的处理。输出欠压时，比较器输出高电平，发光二极管点亮，同时蜂鸣器发出声音报警。
由于DC/DC部分的输出电压比较低，因此，主电路部分采用的功率开关管是低压MOSFET。同时，为了减轻开关过程中功率管的负担，在主电路部分采用了缓冲电路，如图8所示。其中三相逆变桥由6个MOSFET组成，D1～D6是MOSFET自带集成的快速恢复二极管，R，D，C组成了缓冲电路（也可以看出是U，V，W三相缓冲电路的等效电路）。
变频电源范文
关键词：绝缘栅双极晶体管；中频逆变电源；驱动；正弦波脉宽调制
引言
400Hz中频电源在工业、国防、航海、航空等领域中应用非常广泛。目前在我国，400Hz中频供电系统大多为中频机组，体积大，噪音高，效率低，管理不便。我们研制了一台用绝缘栅双极晶体管（IGBT）做为主功率开关器件的400Hz正弦波中频逆变电源，它具有体积小，重量轻，噪音低，转换效率高，工作可靠，使用方便等优点，是中频机组的理想替代新产品。
IGBT是新一代复合型电力电子器件，它的控制级为绝缘栅控场效应晶体管，输出级为双极功率晶体管，因而它兼有两者的优点而克服了两者的缺点，如高的输入阻抗；高的开关频率；很小的驱动功率；通态压降小；电流密度大等。
图1
1系统组成及工作原理
1.1逆变电源主电路
正弦波中频逆变电源的主电路构成如图1中的上半部分所示，图中K1为空气开关。L为EMI滤波器，用以滤掉电网中的干扰和消除逆变电源对电网的干扰。K2，K3，K4为接触器，K2的作用是在系统启动时接通电源，在故障时切断主电源，其辅助触点K2′用来在停机或保护电路动作时使滤波电容C1及C2上贮存的能量通过电阻R2快速放掉，以便检修或避免掉电时电容C1及C2中聚积的能量还未放完，逆变桥中同桥臂上下主功率IGBT因驱动脉冲电平不确定发生同时导通而损坏。接触器K3和电阻R1构成软起动电路，其作用是在系统启动时，通过电阻R1缓慢地对电容C1及C2充电，防止直接启动时由于电容器C1及C2上初始电压为零，导致整流桥模块承受过大的电流冲击而损坏，当电容C1及C2上的电压充到一定值时，接触器K3动作，其触点将电阻R1短接。K4用于将电源输出与负载隔开，等系统启动成功后再将负载接通，以保证电源系统顺利启动及保护用电设备。滤波电容C1及C2用来对整流后的电压进行滤波，以保证提供给逆变桥的电压为平直的直流电压。R3及R4分别并于C1及C2两端，以保证C1及C2各承受主电路中直流电压的一半。S为霍尔电流传感器，对逆变电源的直通及短路保护提供一取样信号。V1～V4为4只IGBT，构成桥式逆变电路。C3及C4用来抑制IGBT通断过程中因电路中电感的存在引起的尖峰脉冲电压Ldi/dt，保证主功率开关器件IGBT不因承受过高的尖峰脉冲电压而击穿损坏。L1，L2，C5构成输出滤波器，把逆变桥输出的按正弦波规律变化脉宽的高频脉冲波还原成中频正弦波输出，并经变压器T1隔离后为负载提供合适幅值的电压。
逆变电源主电路的工作原理可归纳如下：三相（或单相）交流市电经EMI滤波器滤波后，由整流桥模块U整流，再经电容滤波，加至由IGBT构成的桥式逆变电路，该直流高压经逆变电路逆变为脉宽按正弦波规律变化的高频脉冲波，再由输出滤波器滤掉高频谐波，得到中频正弦波，最后由变压器隔离、变压（升压或降压）后提供给负载。SPWM脉冲波由主控制电路产生并根据输出反馈电压和反馈电流来改变脉冲波的宽度，从而保证输出电压的稳定。
1.2主控制电路
主控制部分的原理框图如图2所示。它采用INTEL公司的16位单片机87C196MC作为控制核心。该单片机主要用于控制和数据处理，并具有脉宽调制信号输出端口。在控制算法上采用模糊控制算法。单片机产生载频为20kHz的SPWM脉冲信号，由脉宽调制信号输出端口输出，通过驱动电路加到IGBT的栅极，控制逆变电路正确工作，同时，根据电压和电流的反馈值调整SPWM脉冲信号的脉宽以保持输出信号幅度的稳定。为了保证系统安全可靠地运行，充分发挥单片机的强大控制功能，由主控制电路对系统的关键器件和关键参数，例如过压、欠压、过流、过载、输出短路、过热等进行实时监控，实现对系统工作状态的自诊断并对故障进行相应的声光报警。由于采用了16位单片机作为系统的控制核心，控制快速准确，使系统具有响应快，运行稳定、可靠的特点。
1.3驱动电路
IGBT的栅极驱动电压可由不同的驱动电路提供，选择驱动电路时，应考虑驱动电路的电源要求，器件关断偏置的要求，栅极电荷的要求，耐固性要求，保护功能等因素。驱动电路的性能不仅直接关系到IGBT器件本身的工作性能和运行安全，而且影响到整个系统的性能和安全。
德国西门康（SEMIKRON）公司生产的SKM系列IGBT功率模块，在芯片制造工艺、内部布局、基板选择等方面有独到之处，不必使用RCD吸收电路，SOA（安全工作区）曲线为矩形，不必负压关断，并联时能自动均流，短路时电流自动抑制，开关损耗不随温度正比增加，正温度特性曲线。鉴于此，选用西门康公司的SKM系列IGBT作为逆变电源的主功率开关器件。为充分利用IGBT的优良性能，保证系统能安全可靠地工作，驱动电路也选用西门康公司的SKHI系列驱动器。该系列驱动器只需一个非隔离的＋15V电源；具有高dv/dt容量；保护功能完善；故障记忆，通过ERROR信号告知控制系统；上下互锁，避免同一桥臂两只IGBT同时开通；栅极电阻外部可调，使得使用不同功率容量的IGBT时都能工作于较高的开关频率，并得到高的转换效率。
作为电压型控制的IGBT不需要栅极驱动电流，但由于栅极输入端有一个大电容，使在驱动时形成一很窄的脉冲栅极驱动电流，且IGBT容量越大，该脉冲电流的峰值越大，例如，200A/1200V的IGBT的开通电流的脉冲峰值约达到1.5A。SKHI驱动器既能承受这种高峰值栅极电流又不降低VGE。为?高开通和关断速度，减少驱动器损耗，SKHI驱动器的输出级采用MOSFET对管以减少连接线路上的电阻。影响开关速度的另一个重要因素是栅极电阻RG，减小RG可以降低IGBT的开关损耗，但由于杂散电感的存在，使得IGBT关断时的集射极间的尖峰电压增大，SKHI驱动器将RG分成RGON和RGOFF（见图3），这样两个参数可分别控制，并可根据IGBT容量的不同，分别调整RGON和RGOFF，以获得最佳驱动效果。
过流保护是驱动电路具有的重要功能之一，SKHI采用监测IGBT集射极电压VCE来测控过流，原理图见图4。VCE测控电路同时监视栅极输入信号和集射极电压，当输入信号为高电位，并且在3～5μs后，VCE较正常饱和值（3.5～5.5V）高，则认为过流，关断脉冲信号，给出故障报警信号。这是一种较先进的过流测控方式。
SKHI驱动器是针对IGBT和MOS特性而设计的，是性能较为完善的一种驱动器。
1.4辅助控制电路
辅助控制电路的作用是根据主控电路发出的控制信号，依次控制接触器K2，K3，K4的吸合及分断，保证主电路依正确的顺序加电，在保护电路工作时切断主电路的供电电源。辅助控制电路还为风扇提供电源。
1.5显示及按键控制电路
显示及按键控制电路的功能是在主控电路的控制下，显示系统的工作状态，如电压、电流、频率等，并可通过按键改变输出电压的幅度（改变范围为额定输出电压的±10％）和输出电压的频率（400Hz±30Hz）。当系统出现故障时对故障进行显示和报警，报警信号包括过流、过载、短路、过热、输入过压欠压、驱动报警等。
1.6软件控制
在算法上采用SPWMT和PID算法以及模糊控制逻辑、动态查表法，使系统响应更快，保护功能更强，可靠性大大提高。
1.7其他
采用关键器件降额设计，软启动设计、自动保护设计等措施，保证电路在环境应力较大的情况下能可靠工作；采用可靠性热设计、三防处理、结构件加固处理等办法，保证产品在恶劣的气候应力和机械应力条件下的可靠性；对于舰载装备配套的本产品，采用复合型减震器和导向件结构，保证产品的抗冲击、抗振动性能。强化产品的绝缘设计，确保产品的安全性。
2实用效果
根据上述正弦波中频逆变电源方案，已成功开发出系列正弦波中频逆变电源，经实测在额定负载时输出正弦波的失真度<3％，MTBF>20000h，各项技术指标均达到设计要求。通过了海装电子部组织的专家鉴定，还通过了中国电子产品可靠性与环境试验研究所质量检测中心（即信息产为部五所）的可靠性和电磁兼容性鉴定、环境试验检测。电源经海军多个部队和基地、军工单位、研究所的实际使用，取得了令人满意的效果。
3结语
1）大功率IGBT因具有工作频率较高，驱动电路功率小，工作损耗小等优点，加之有专用的驱动电路可使驱动电路的设计简化，可靠性提高，因此，可方便地用于变频电源中。
2）在正弦波逆变电源系统中应用16位单片机87C196MC来产生系统所需的SPWM脉冲信号，是非常方便实用的，可使硬件电路大大简化，可靠性提高，同时可利用单片机的强大控制功能，实时地对系统的关键器件和关键参数进行监控，实现对系统工作状态的自诊断。
3）大功率IGBT逆变器的保护电路设计对其可靠工作具有非常重要的作用，应充分重视。IGBT模块的吸收电容C3及C4须选用低感电容，如聚丙烯电容或类似的低介电损耗膜的电容，安装时应尽可能地靠近模块。
4）正弦波逆变电源输出正弦波的失真度与输出滤波器的参数有密切关系，设计中应合理地选取滤波器的截止频率，并照顾逆变电源最高输出频率的需要，滤波电感及电容应满足
